傳導發(fā)射（conducted Emission）是指部分的電磁（射頻）能量透過(guò)外部纜線(xiàn)（cable）、電源線(xiàn)形成傳導波發(fā)射出去。本文介紹經(jīng)由電源線(xiàn)的傳導發(fā)射。 差模和共模噪聲 「傳導式EMI」可以分成兩類(lèi)：差模（Differential mode；DM）和共模（Common mode；CM）。差模也稱(chēng)作「對稱(chēng)模式（symmetric mode）」或「正常模式（normal mode）」；而共模也稱(chēng)作「不對稱(chēng)模式（asymmetric mode）」或「接地泄漏模式（ground leakage mode）」。

    由EMI產(chǎn)生的噪聲也分成兩類(lèi)：差模噪聲和共模噪聲。簡(jiǎn)而言之，差模噪聲是當兩條電源供應線(xiàn)路的電流方向互為相反時(shí)發(fā)生的，如圖1（a）所示。而共模噪聲是當所有的電源供應線(xiàn)路的電流方向相同時(shí)發(fā)生的，如圖1（b）所示。一般而言，差模訊號通常是我們所要的，因為它能承載有用的數據或訊號；而共模訊號（噪聲）是我們不要的副作用或是差模電路的‘副產(chǎn)品’，它正是EMC的最大難題。

     從圖一中，可以清楚發(fā)現，共模噪聲的發(fā)生大多數是因為雜散電容（stray capacitor）的不當接地所造成的。這也是為何共模也稱(chēng)作‘接地泄漏模式’的原因。

    在圖二中，DM噪聲源是透過(guò)L和N對偶線(xiàn)，來(lái)推挽（push and pull）電流Idm。因為有DM噪聲源的存在，所以沒(méi)有電流通過(guò)接地線(xiàn)路。噪聲的電流方向是根據交流電的周期而變化的。

    電源供應電路所提供的基本的交流工作電流，在本質(zhì)上也是差模的。因為它流進(jìn)L或N線(xiàn)路，并透過(guò)L或N線(xiàn)路離開(kāi)。不過(guò)，在圖二中的差模電流并沒(méi)有包含這個(gè)電流。這是因為工作電流雖然是差模的，但它不是噪聲。另一方面，對一個(gè)電流源（訊號源）而言，若它的基本頻率是電源頻率（line frequency）的兩倍----100或120Hz，它實(shí)質(zhì)上仍是屬于直流的，而且不是噪聲；即使它的諧波頻率，超過(guò)了標準的傳導式EMI之限制范圍（150 kHz to 30 MHz）。然而，必須注意的是，工作電流仍然保留有直流偏壓的能量，此偏壓是提供給濾波抗流線(xiàn)圈（filter choke）使用，因此這會(huì )嚴重影響EMI濾波器的效能。這時(shí)，當使用外部的電流探針來(lái)量測數據時(shí)，很可能因此造成測量誤差。

    CM噪聲源有接地，而且L和N線(xiàn)路具有相同的阻抗Z。因此，它驅動(dòng)相同大小的電路通過(guò)L和N線(xiàn)路。不過(guò)，這是假設兩者的阻抗大小相等?？梢郧宄赜^(guān)察出，假使雙方的阻抗不均衡（unbalanced），‘不對稱(chēng)’的共模電流將分布在L和N線(xiàn)路上。這似乎是用詞不當或與原定義不符，因為CM本來(lái)又稱(chēng)作 ‘不對稱(chēng)模式’。為了避免混淆，此時(shí)的模式應該稱(chēng)作‘非對稱(chēng)（nonsymmetric）模式’，好和‘不對稱(chēng)模式’做區分。在大多數的電源供應電路中，在這個(gè)模式下所發(fā)出的EMI是最多的。

    利用不等值的負載或線(xiàn)路阻抗，就能夠有效地將CM電流轉換成一部分是CM電流，另一部分是DM電流。例如：一個(gè)DC-DC轉換器（converter）供應電源給一個(gè)次系統，此次系統具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在DC-DC轉換器的輸出端存在著(zhù)尚未被察覺(jué)的共模噪聲，它變成一個(gè)非常真實(shí)的（差動(dòng)）輸入電壓漣波，并施加給次系統。沒(méi)有次系統內建的「共模拒斥率（common mode rejection ratio；CMRR）」可以參考，因為此噪聲不完全是共模的。到最后，此次系統可能會(huì )發(fā)生錯誤。所以，在產(chǎn)生共模電流時(shí)，就要馬上降低它的大小，這是非常重要的，是首要工作。使阻抗均衡則是次要工作。此外，由于共模和差模的特性，共模電流的頻率會(huì )比差模的頻率大。因此，共模電流會(huì )產(chǎn)生很大的射頻輻射。而且，會(huì )和鄰近的組件和電路發(fā)生電感性與電容性的耦合。通常，一個(gè)5uA的共模電流在一個(gè)1m長(cháng)的導線(xiàn)中，所產(chǎn)生的射頻輻射量會(huì )超過(guò)FCC所規范的B類(lèi)限定值。FCC的A類(lèi)規范限制共模電流最多只能有15uA。此外，最短的交流電源線(xiàn)，依照標準規定是1m，所以電源線(xiàn)的長(cháng)度不能比1m短。

    在一個(gè)真實(shí)的電源供應電路里，差模噪聲噪聲源很像是一個(gè)電壓源。而共模噪聲源的行為卻比較像是一個(gè)電流源，這使得共模噪聲更難被消除。它和所有的電流源一樣，需要有一個(gè)流動(dòng)路徑存在。因為它的路徑包含外殼（chassis），所以外殼可能會(huì )變成一個(gè)大型的高頻天線(xiàn)。 返回路徑 對噪聲電流而言，真正的返回路徑是什么呢？ 實(shí)體的電氣路徑之間的距離，最好是越大越好。因為如果沒(méi)有EMI濾波器存在的話(huà)，部分的噪聲電流將會(huì )透過(guò)散布于各地的各種寄生性電容返回。其余部分將透過(guò)無(wú)線(xiàn)的方式返回，這就是輻射；由此產(chǎn)生的電磁場(chǎng)會(huì )影響相鄰的導體，在這些導體內產(chǎn)生極小的電流。最后，這些極小的返回電流在電源供應輸入端的總和會(huì )一直維持零值，因此不會(huì )違反【Kirchhoff定律】??在一封閉電路中，過(guò)一節點(diǎn)的電流量之代數和為零。

    利用簡(jiǎn)單的數學(xué)公式，就可以將于L和N線(xiàn)路上所測得的電流，區分為CM電流和DM電流。但是為了避免發(fā)生代數計算的錯誤，必須先對電流的「正方向」做一定義?？梢约僭O若電流由右至左流動(dòng)，就是正方向，反之則為負方向。此外，必須記住的是：一個(gè)電流I若在任一線(xiàn)路中往一個(gè)方向流動(dòng)時(shí)，這是等同于I往另一個(gè)方向流動(dòng)的（Kirchhoff定律）。

     例如：假設在一條線(xiàn)路（L或N）上，測得一個(gè)由右至左流動(dòng)的電流2μA。并在另一條線(xiàn)路上，測得一個(gè)由左至右流動(dòng)的電流5μA。CM電流和DM電流是多少呢？就CM電路而言，假設它的E連接到一個(gè)大型的金屬接地平面，因此無(wú)法測量出流過(guò)E的電流值（如果可以測得，那將是簡(jiǎn)單的Icm）。這和一般離線(xiàn)的（off-line）電源供應器具有3條（有接地線(xiàn)）或2條（沒(méi)有接地線(xiàn)）電線(xiàn)不同，我們將會(huì )發(fā)現對那些接地不明的設備而言，其實(shí)它們具有一些泄漏（返回）路徑。

    以圖一為例，假設第一次測量的線(xiàn)路是L（若選擇N為首次測量的線(xiàn)路，底下所計算出來(lái)的結果也是一樣的）。由此可以導出：

IL = Icm/2 + Idm= 2μA

IN = Icm/2 - Idm= -5μA

求解上面的聯(lián)立方程式，可以得出：

Icm = -3μA

Idm = 3.5μA

    這表示有一個(gè)3μA的電流，流過(guò)E（這是共模的定義）。而且，有一個(gè)3.5μA的電流在L和N線(xiàn)路中來(lái)回流動(dòng)。

    再舉一個(gè)例子：假設測得一個(gè)2μA的電流在一條線(xiàn)路中由右至左流動(dòng)，而且在另一條線(xiàn)路中沒(méi)有電流存在，此時(shí)，CM電流和DM電流為多少？

IL = Icm/2 + Idm= 2μA

IN = Icm/2 - Idm= 0μA

對上面的聯(lián)立方程式求解，可得出：

Icm = 2μA

Idm = 1μA

    這是「非對稱(chēng)模式」的例子。從此結果可以看出，「非對稱(chēng)模式」的一部分可以視為「不對稱(chēng)（CM）模式」，而它的另一部分可視為「對稱(chēng)（DM）模式」。

傳導式EMI的測量

    為了要測量CE，我們必須使用線(xiàn)路阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )（Line Impedance Stabilization Network；LISN）。如圖三所示一個(gè)簡(jiǎn)易的LISN電路圖。

    使用LISN的目的是多重的。它是一個(gè)「干凈的」交流電源，將電能供應給電源供應器。接收機或頻譜分析儀可以利用它來(lái)讀出測量值。它提供一個(gè)穩定的均衡阻抗，即使噪聲是來(lái)自于電源供應器。最重要的是，它允許測量工作可以在任何地點(diǎn)重復進(jìn)行。對噪聲源而言，LISN就是它的負載。假設在此LISN電路中，L 和C的值是這樣決定的： 電感L小到不會(huì )降低交流的電源電流（50/60Hz）；但在期望的頻率范圍內（150 kHz to 30MHz），它大到可以被視為「開(kāi)路（open）」。電容C小到可以阻隔交流的電源電壓；但在期望的頻率范圍內，它大到變成「短路（short）」。

     在圖三中，主要的簡(jiǎn)化部分是，纜線(xiàn)或接收機的輸入阻抗已經(jīng)被包含進(jìn)去了。測量傳導時(shí)，將一條典型的同軸纜線(xiàn)連接到一臺測量?jì)x器（分析儀或接收機或示波器…等）時(shí)，對一個(gè)高頻訊號而言，此纜線(xiàn)的輸入阻抗是50歐姆（因為傳輸線(xiàn)效應）。所以，當接收機正在測量這個(gè)訊號時(shí)，假設在L和E之間，LISN使用一個(gè)「繼電/切換（relay/switch）電路」，將實(shí)際的50歐姆電阻移往相反的配對線(xiàn)路上，也就是在N和E之間。如此就能使所有的線(xiàn)路在任何時(shí)候都能保持均衡，不管是測量VL或VN。

    選擇50歐姆是為了要仿真高頻訊號的輸入阻抗，因為高頻訊號所使用的主要導線(xiàn)之阻抗值近似于50歐姆。此外，它可以讓一般的測量工作，在任何地點(diǎn)、任何時(shí)間重復地進(jìn)行。值得注意的是，電信設備的通訊端口是使用「阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )」，它是使用150歐姆，而不是50歐姆；這是因為一般的「數據線(xiàn)路（data line）」之輸入阻抗值近似于150歐姆。

    為了了解VL和VN，請參考圖四。共模電壓是25Ω乘以流向E的電流值（或者是50Ω乘以Icm/2）。差模電壓是100Ω乘以差模電流。因此，LISN提供下列的負載阻抗給噪聲源（沒(méi)有任何的輸入濾波器存在）：

CM負載阻抗是25Ω，DM負載阻抗是100Ω。

當LISN切換時(shí)，可以由下式得出噪聲電壓值：

VL=25*Icm+50*Idm 或 VN=25*Icm ? 50*Idm

這是否意味著(zhù)只要在L-E和N-E上做測量，就可以知道CM和DM噪聲的相對比例大??？

    其實(shí)，許多人常有這樣的錯誤觀(guān)念：「如果來(lái)自于電源供應器的噪聲大部分是屬于DM的，則VL和VN的大小將會(huì )相等。如果噪聲是屬于CM的，則VL和VN的大小也會(huì )相等。但是，如果CM和DM的輻射大小幾乎相等時(shí)，則VL和VN的測量值將不會(huì )相同。

    如果這樣的觀(guān)念正確的話(huà)，那就表示即使在一個(gè)離線(xiàn)的電源供應器中，L和N線(xiàn)路是對稱(chēng)的，但L和N線(xiàn)路上的輻射量還是不相等的。在某一個(gè)特殊的時(shí)間點(diǎn)，兩線(xiàn)路上的個(gè)別噪聲大小可能會(huì )不相等，但實(shí)際上，射頻能量是以交流的電源頻率，在兩條線(xiàn)路之間「跳躍」著(zhù)，如同工作電流一樣。所以，任何偵測器測量此兩條線(xiàn)路時(shí)，只要測量的時(shí)間超過(guò)數個(gè)電壓周期，VL和VN的測量值差異將不會(huì )很大的。不過(guò)，極小的差異可能會(huì )存在，這是因為有各種不同的「不對稱(chēng)性」存在。當然，VL和VN的測量結果必須符合EMI的限制規定。

    使用LISN后，就不需要分別測量CM和DM噪聲值，它們是利用上述的代數公式求得的。

    有人說(shuō)：「頻率大約在5 MHz以下時(shí)，噪聲電流傾向于以差模為主；但在5 MHz以上時(shí)，噪聲電流傾向于以共模為主?！共贿^(guò)這種說(shuō)法缺乏根據。當頻率超過(guò)20 MHz時(shí)，主要的傳導式噪聲可能是來(lái)自于電感的感應，尤其是來(lái)自于輸出纜線(xiàn)的輻射。本質(zhì)上這是共模。但對一個(gè)交換式轉換器而言，這并不是共模噪聲的主要來(lái)源。如表一所示，標準的傳導式EMI限制之頻率測量范圍是從150 kHz至30 MHz。為何頻率范圍不再向上增加呢？這是因為到達30 MHz以后，任何傳導式噪聲將會(huì )被主要的導線(xiàn)大幅地衰減，而且傳輸距離會(huì )變短。但纜線(xiàn)當然還會(huì )繼續輻射，因此「輻射限制」的范圍實(shí)際上是從30MHz到 1GHz。

結語(yǔ)

    工程師都習慣將電源供應器想象成一個(gè)「干凈的」電源，其實(shí)來(lái)自電源電路的傳導發(fā)射是很復雜的。